Hallo,
eine Veränderung des Controllers ist für den Kurzschlußschutz nicht notwendig nur eine Unterbrechnung und Lötstützpunkte - der Schunt muß aber eben die 300A aushalten, auch die Verrkabelung dazu!
Glaub mir die Sicherung wird fliegen, die Mosfets haben einen Impulslast 180A*8=1480A!
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Simples BMS für LiFePO4 und MosFET 1, 2, 3
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Hi Biker, Da muss ich dir mit einem Grinsen widersprechen. So wie ich das Datenblatt sehe, sind die 180 A Dauerstrom.... Die Impuls Last für eine ms liegt um 600 A. Pro Transistor, also mal 8.... Dafür muss der gesamte Kreis unter 2 mOhm sein. Ich wäre gespannt darauf, was man anstellen muss, um eine Kurzschluss Stelle unter 1 mOhm zu bekommen. Ein vergoldeter Bananen Stecker hat etwa 10 mOhm..... Nächster Schritt ist der Bau eines Prototypen![/quote] Ich meld mich mal für einen Satz Platinen frühzeitig an! Gruss Gerald Hallo MontainBiker Schöne Idee die du da hast. Hut ab. Mal eine info mir zu diesem Thema. Gestern den CS Accu aus der Versenkung geholt. Um ein JBD BMS anzuschliessen. Dabei ist mir aufgefallen, das die Balancerkabel bei dem Original BMS ident ist mit der Steckverbindung des JBD. Solltest du das mit deiner Platine nicht berücksichtigen. Womit wir wieder beim 1 : 1 Taush sind. :mrgreen: :mrgreen: Wenn auch der Zusammenhang ein anderer ist. Ich denke einfach in die Zukunft. Will aber den Fred nicht zu stark stören. Diese Info ist aber auch für rolfk von Interesse. Vieleicht schreibt hier noch jemand, der ein BMS von Daly und JBD probiert hat. wegen dem Unterschied oder Gleichstand der Steckverbindung. Viel Spass noch und bleibt gesund. Franz Hallo Hast du in der Simulation auch mal die Leistung am jeweiligen Transistor beim Ein- oder Ausschalten beim maximalen Strom ausgeben lassen. Die, wie ich finde, doch sehr hochohmige Ansteuerung der Gates hat, wie du ja schon geschrieben hast, eine doch etwas gemächliche Schaltgeschwindigkeit zu Folge. Nicht das die Transistoren das dann im Schalten unter Last übel nehmen. Gruß Ulf Hallo, naja gemächlich ist doch was anderes, Du hast aber nicht den Thread komplett gelesen am Anfang war eine Analyse der Schaltflanken des Signals mit dabei (aber andere Gate-Driver), aber das habe ich auch bei der aktuellen Variante gemacht nur nicht alles dokumentiert. In einer Abhandlung eines Automotive Experten von Infineon habe ich nachgelesen, das ein Kardinalfehler bei vielen Entwicklungen im Bereich statischer Schalter ist, die Gates mit zu hoher Last für den Driver anzusteuern (diese haben erhebliche kapazitive Lasten), was die Lebensdauer der Gate-Driver IC erheblich beeinflußt. Die Schaltleistung eines jeden MosFET des BMS bewegt im Zentel Mikrosekundenbereich (einzelne Spikes) um die 55 Watt (Ptot=300W), das ist völlig "safe", da ja keine PWM-Steuerung stattfindet. Die mittlere Leistungsaufnahme in der Simulation waren pro MosFET wie bereits beschrieben ein Viertel Watt (0.25W) bei 130A Laststrom, d.h. auch ohne Kühlung werden sich diese bei diesem Leistungsbereich nicht erwärmen. Wenn Probleme auftreten, dann aufgrund der Kontaktierung! Das Alleinstellungsmerkmal hier ist aber neben der Belastbarkeit auch die highside Steuerung (am Pluspol) gerade bei automotive Anwendungen mit gemeinsamer Masse! Hallo, ich habe an weiteren Features gearbeitet. Durch die Highside-Trennung und der Schleifenauswertung (EV-Power Balancer) ergeben sich weitere Möglichkeiten. Das Masse-Signal aus den Balancern läßt sich durch eine UVP/OVP-Auswertung auf Basis von Schwellwerten und einer logischen Verknüpfung läßt sich ein differenziertes Signal gewinnen: U<12.8V und Open Loop (C-Signal) = UVP U>13.6V und Open Loop (C-Signal) = OVP Durch die allgemeine Ausführung der BMS-Schaltaktoren läßt sich so eine gezielte Schaltung von Komponenten erzielen (und diese auch per Remote Ein-Ausschalten)! Die Endstufe der Schaltaktoren kann dabei gezielt auf den Anwendungsbereich auch kleiner ausgeführt werden (man brauch ja nicht unbedingt 300A für einen Solarregler). Auch das beliebige Parallelschalten von weiteren LiFePO4-Akkus ist damit möglich! Was haltet Ihr davon? Hallo, das bedingte Ein- und Ausschalten von Komponenten habe ich bereits in meiner Lösung: --> Link realisiert. Diese Funktion bedingt jedoch, dass sich die Komponenten überhaupt fernsteuern lassen. Der EBL ist bspw. nicht dafür eingerichtet. Ein Ladebooster kann über D+ gesteuert werden. Votronic Solarregler sind dazu nicht fähig. Für Victron-Solarregler habe ich diese verschiedenen Varianten entwickelt: --> Link Bei manchen Ladegeräten gibt es einen Steuereingang, bspw. Victron Smart Charger IP43 12/30. Ich denke, dass eine gewisse Logik für die Fernsteuerung erforderlich sein wird. Dafür kann man entweder einen Mikrokontroller oder eine SPS einsetzen. Meine SPS misst bspw. alle Spannungen und so habe ich eine OVP/UVP auf Zellenebene realisiert, die sogar frei einstellbar ist. Ich steuere den Ladebooster über D+. Dazu lese ich das D+-Signal in der Steuerung ein und aktiviere den Ladebooster nur dann, wenn er als Ladequelle eingestellt wurde und das D+-Signal anliegt. Solche Fragen der Logik stellen sich, wenn man Ladequellen fernsteuern möchte. Ein Mikrokontroller könnte diese Aufgaben auch übernehmen. Hallo, das ist ja das charmante an dieser Lösung, dass eine Trennung über die Schaltaktoren des BMS erfolgt und nicht über Remote-Schalter der Komponenten! Vorraussetzung natürlich ist, dass die Komponenten eine Trennung von der Batterie auch "vertragen". Übrigens auch das EBL (zumindest bei diversen Typen) kann getrennt werden - das praktiziere ich ja bereits für den "Wintermodus" für die Außerbetriebnahme! Natürlich bieten andere komerzielle Anbieter das auch an, hier kommt aber hinzu, dass die Steuerung entweder manuell oder per "Failure-Signal aus der Balancerschleife erfolgt und zwar unabhängig vom Hersteller. Hallo, der logische nächste Schritt ist bei einen eigenen BMS - natürlich auch eigen designte Balancer: hier mal die Eckdaten: UVP/OVP-Spannung sind durch die Bestückung veränderbar, hier wurde UVP=2.6V und OVP=3.8V definiert. Laststrom bei UVP ca. 50uA Laststrom im Nennbereich (3.4V) ca. 100uA Balancerschwelle verstellbar 3.4V-3.7V Balancerstrom bei OVP 3.8V 1.5A UVP und OVP mit Hysterese wie bei den EV-Power Balancer ist ein Loop damit machbar aber auch per geringfüge Änderung am PCB ein getrenntes Signal eins für UVP und eins für OVP! Der Selbstbau ist aber nicht wirklich wirtschaftlich da die Bauteilkosten schon über den bekannten käuflichen Exemplaren liegen - also nur wenn man die spezial Features benötig (OVP bei <4V)! Hallo, es geht wieder vorwärts - die ersten Teile sind da! Hallo, neben dem Prototypenbau für die 12V Variante, habe ich nun auch einen Entwurf und erste Simulationsergebnisse zu einer 24V-Variante, der Trick ist hier, es wird mittels Festspannungsregler ein virtueller Massepunkt für die Spannungsversorgung der Controllerelektronik erzeugt, damit das aber nicht so einfach ist muß man erzwungenermaßen die Sperrlogik bei UVP invertieren und als Steuersignal die Batteriemasse referenzieren! Hier die Simulation - sieht gut aus (gleiches Ergebnis zur 12V Variante): Hallo, nun ist der Controller schon mal zusammengebaut und verdrahtet. Ein erster Test ist aucht durchgeführt - was soll ich sagen? Ich bin überrascht wie gut die Simulation arbeitet. Der Monoflop hat präzise die 12s Nachlaufzeit. Die Gatespannung für die N-Kanal Mosfet beträgt 17.2V über dem Batterieplus-Level (der Highside-Gatedriver ist genial). Stromverbrauch im Auszustand natürlich Null - im aktiven Modus 7,6mA (gemessen). Die Verriegelung der Balancerschleife funktioniert auch, bei Unterbrechung nach 12s Abschaltung! Als nächstes die Balancer und die Endstufe! Hallo, es gibt einen weiteren Fortschritt zu berichten - die Balancer mit BMS-Funktion sind fertig. Wie bei den bekannten EV-Power Balancern, wird hier OVP und UVP überwacht und wahlweise über eine getrennte oder gemeinsame Erdschleife an das BMS übertragen (die Balancerspannung ist einstellbar ab 3,4V und die UVP/OVP-Schwelle ist wie bereits erwähnt ca. 2.7V/3.8V - passt besser zu den "blauen Zellen"), Balancerstrom bei OVP ca. 1,6A): Da BMS wurde vom Layout nochmal überarbeitet und ist jetzt im gleichen Shape wie die Balancer-Module (und passen damit in ein gemeinsames Gehäuse). Die Endstufenplatine läßt eine Fertigung nicht mit einfacheren Bordmittel ermöglichen, deshalb gibt auch hier ein überarbeitetes Layout (eine ausgereifte Hochstrom ist nur in Dickkupfertechnik möglich, deshalb sind beim Prototypen Kupferbars vorgesehen - Bestellung der Teile ist erfolgt! Hier schon mal ein gerendertes Bild aller Komponenten Hier die Stückliste: Typ Value Device Package Anzahl C 100nF C7.5/5 7,5mm 2 C 100uF C-POL_RADIAL-11MM-DIA radial 2 C 10nF C7.5/5 C7.5B5 1 C 1uF C-POL_RADIAL-11MM-DIA radial 4 C 4.7uF C-POL_RADIAL-11MM-DIA radial 1 C 47uF C-POL_RADIAL-11MM-DIA radial 1 Diode 1N4148DO35-7 1N4148DO35-7 DO35-7 2 Diode TVS-Diode 1.5KE27A 25.7 V 1.5 kW DO-201 DO-201 1 Draht Drahtbrücke J5MM 5mm 2 Draht Drahtbrücke J7MM 7mm 1 IC LTC1155CN8 LTC1155CN8 PDIP-8_N 1 IC LTC1440CN8 LTC1440IN8 PDIP8 5 IC LTC1442CN8 LTC1442IN8 PDIP8 4 IC NE555 NE555 DIL-08 1 LED Ultra low current LED rot LED3MM LED3MM 5 MOSFET IPB011N04L IPB011N04L TO263-7 16 MOSFET IPP042N03L IPP042N03L TO220 4 MOSFET IRFD110 IRFD110 DIL04 1 MOSFET IRLD014 IRFD110 DIL04 8 R 0,25W 100 Ohm R-EU_0204/7 0204/7 1 R 0,25W 100k R-EU_0204/7 0204/7 15 R 0,25W 10k R-EU_0204/7 0204/7 3 R 0,25W 1k R-EU_0204/7 0204/7 19 R 0,25W 1M R-EU_0204/7 0204/7 4 R 0,25W 2.2k R-EU_0204/7 0204/7 4 R 0,25W 2.2M R-EU_0204/7 0204/7 4 R 0,25W 33k R-EU_0204/7 0204/7 4 R 0,25W 47k R-EU_0204/7 0204/7 2 R 0,25W 5.6M R-EU_0204/7 0204/7 1 R 0,25W 510k R-EU_0204/7 0204/7 4 R 0,25W 560k R-EU_0204/7 0204/7 1 R 0,25W 8.2k R-EU_0204/7 0204/7 4 R 0,25W 1% 200k R-EU_0204/7 0204/7 8 R 0,25W 1% 470k R-EU_0204/7 0204/7 4 R 0,25W 1% 820k R-EU_0204/7 0204/7 4 R 5W 6,8 Ohm RAC07 AC07 12 Trimmer 100k TRIM_EU-PT10 PT-10 4 Trimmer 47k TRIM_EU-PT10 PT-10 1 Zener ZPD10 10V DO35Z10 1 Zener ZPD18 18V DO35Z10 2 Egal ob das nun was taugt oder nicht, ich finde es super das du alles hier zur Dikussion stellst und auch deinen Schaltplan veröffentlichst. Dafür von mir einen dicken :top: Grüße Hallo, um die Funktion mache ich mir nach der Simulation und den ersten Messungen/Tests eigentlich keine Gedanken mehr - ein Feintuning eventuell. Das Problem ist eher von der Kostenseite. Allein die Materialkosten sind halt schon >200 Euro. Aber es gibt halt kein Highside Mosfet-BMS zu kaufen! Außerdem - vielleicht bekomme ich ja noch ein paar gute Anregungen :D Was ist denn der Haupt Kostentreiber? Hallo,
die Ultra-LowPower Komparatoren, Highside MosFET-Driver und Ladungspumpe und natürlich die MosFETs (OPTIMOS)! Alles keine Schnäppchen - dafür sind die Chips wirklich erstklassik! Kannst ja mal mit der Stückliste eine Einkaufsliste recherchieren, ich habe bei Mouser die Halbleiter eingekauft! Doppelt. Doppelt sorry Hallo, ich habe noch eine Frage zur Schaltung: Warum hast Du bei den 100K-Trimmpotis keine 10-Gang-Spindelpotis eingesetzt? Ist der Regelbereich nur sehr klein und deshalb keine feinere Einstellung der Balancer-Spannung notwendig? Wie ist die Temperaturabhängigkeit dieser Potis und wie wird das die eingestellte Spannung beeinflussen? Grüße, Gerhard Hallo, es ist die Summe von allem mit einem erheblichen Anteil der Endstufe: LTC1442CN8#PBF Anzahl 4 Preis/Stück 4.630 gesamt 18.52 LTC1440CN8#PBF Anzahl 5 Preis/Stück 3.060 gesamt 15.3 IRFD110PBF Anzahl 1 Preis/Stück 0.551 gesamt 0.5511 IRLD014PBF Anzahl 8 Preis/Stück 0,570 gesamt 4.56 IPP042N03LG Anzahl 4 Preis/Stück 0.949 gesamt 3.80 IPB011N04LG Anzahl 16 Preis/Stück 2.960 gesamt 47.36 LTC1155CN8#PBF Anzahl 2 Preis/Stück 6.120 gesamt 12.24 restliche Bauteile ca. 30 Euro PCB ca. 60 Euro Sicherungen, Kabel/-Schuhe, Schrauben, Verbindungstechnik ... ca. 20 Euro Gehäuse ca. 20 Euro Lot, SMD-Lötpaste, ... Hallo,
ein guter Gedanke und ich kenne die natürlich und habe diese auch in anderen Schaltungen eingesetzt. Hier ist aber der Regelbereich durch die Vorschaltwiderstände stark eingeschränkt, man kann sogar ganz darauf verzichten oder durch Kalibrierwiederstände ersetzen. Beim Monoflop wird die Verzögerungszeit damit zwischen 6-12 Sekunden verstellt (Präzision nicht erforderlich); Beim Balancer die Balancer-Startschwelle definiert 3,4-3,7 Volt (hier ist wie angesprochen eigentlich keine Einstellung vielmehr eine Kalibrierung) - wie sich das bewährt wird die Praxis zeigen. Ich denke hier ist das größere Problem ein Meßgerät mit ausreichender Präzision zu haben für die Messung (mindestens 0.1% -> 4mV Abweichung).
Ich hab bei den Spindeltrimmern ein besseres Gefühl, daß der Wert auch so eingestellt bleibt, als bei den normalen Trimmern.
Wobei du ja nicht unbedingt eine absolute Genauigkeit brauchst, sondern mehr eine Wiederholgenauigkeit, damit alle gleich arbeiten. RK Wenn man für das Geld eine super gute Ware bekommt, kann es ruhig etwas mehr kosten! Die teilweise echt zusammengepappten PCP Boards sind der eigentliche Todt der Lifepo4 Zellen. Mal wirklich eine sehr gute Idee und nicht ein abkupfern bekannter Komponenten. Meine Unterstützung hast Du!
Eine tolle Arbeit und eine gute Dokumentation, ich bin begeistert, deshalb dafür ein Pünktchen Gruß Andreas Hallo, leider habe ich einen Fehler im Layout für die Balancer entdeckt, nach dem ich mit den Ruhestrom vvon 8mA nicht erklären konnte - Eine Eagle-Library für einen IC hatte einen Zuordnungsfehler im Pinout - echt Mist. Hier der berichtigte Schaltplan: Layout: Gesamtplan: Naturgesetz nach E. Murphy: Ne Platine muss immer eine Brücke haben, sonst ist ein Fehler drin.
Hallo Biker, ich bin noch am Knobeln, wie die Ansteuerung der OVP und UVP MOS-FETs funktioniert. Einfachster Fall: 4 Zellen je 3,75 V. Wäre dann nicht die Gate-Spannung an den MOS-FETs des "oberen" Zellmodules bei mehr als 11 Volt bezogen auf den Minuspol der Batterie, und damit über dem maximal zulässigen Wert für die Gate-Source Spannung von 10 Volt? Noch weniger verstehe ich, wie der OVP MOS-FET gesperrt werden kann, wenn die obere Zelle über 3,8 V liegt. Da alle anderen MOS-FETS leitend sind müsste sein Source Potential nahe Null sein. Wie soll aber die Gatespannung so niedrig werden, wenn das Gate über 100 k bei 3 x 3,75 = 11,25 V liegt. Ich kapiere das einfach nicht und lerne gerne dazu. Bin gespannt auf Deine Erklärung. Ciao LFPfan Hallo, hier die Simulation der Balancerschleife (die habe ich schon vor langem durchgeführt - hatte die gleichen Zweifel - funktioniert aber): Ich wollte keine Optokppler verwenden, weil diese einen wesentlich höheren Strombedarf haben - diese Balancer (wie designed) haben einen Ruhestrom von < 1mA! Mit der Gatespannung hast Du nicht ganz unrecht, die Balancerplatinen wurden ursprünglich für den Typ SIHFD110 designed, das Problem das entstand dieser schaltet bei der niedrigen Gatespannung am Zellprint 1 (von Masse gezählt nicht sicher durch), deshalb wurde dann der Typ SIHLD014 dort verwendet (gleiches Gehäuse - gleiches Pinout nur eben Beschränkung der Gatespannung auf 10V dafür Schwellenspannung 1V). Das muß ich Gesamtschaltbild noch korrigieren - Danke für den Hinweis!
gerne, aber es bleibt für mich noch immer die Frage, wie die Abschaltung der "oberen" MOS-FETs gehen kann, wenn die "unteren" MOS-FETs leitend sind. Dann sollten die Source Potentiale aller MOS-FETs nahe 0 Volt liegen, bezogen auf den Minuspol der Batterie., die oberen Gate Potentiale aber nahe dem Potential des Pluspoles der Batterie. Somit würde unter der OVP Schwelle die Gatespannung grob bei + 15 V liegen, über der OVP Schwelle grob bei + 11 Volt. Damit hast Du nicht nur ein Problem mit der Gate-Source Spannung an sich, sondern die MOS-FETs lassen sich so nicht sperren,.....oder habe ich da ein Denkfehler drin. Hallo, habe das ganze analysiert und nochmal simuliert - in der Tat bin bei Simulation auf dieses Problem gestoßen, wie Du es beschrieben hast. Danke für diesen Hinweis - manchmal verläßt man sich zusehr auf eine Simulation, die hier lückenhaft war. Das PCB-Layout läßt ja an dieser Stelle externe Steuerung zu, um eine extra Platine zu sparen habe ich nun doch in den sauren Apfel gebissen mit der Implementierung eines Optokopplers (1,5 mA extra Strombedarf). Das ganze sieht nun so aus: und hier der neue Balancer: Man sollte so spät abends nicht mehr an solchen Themen arbeiten, deshalb hier noch eine Korrektur:
Hallo Biker, .....ich befürchte, dass da noch der Wurm drin ist: R10 und die Pins 5 und 6 bei dem Optokoppler? Vergleiche mit dem Gesamtschaltbild! Leider ist jetzt auch die Möglichkeit genommen, OVP und UVP getrennt zu nutzen. Dafür bräuchtest Du dann 8 Optokoppler. Wie groß ist den jetzt der Innenwiderstand der gesamten Schleife mit den 4 Optokopplern? Welche Stromstärke "kann" die Schleife jetzt? Ich schätze mal, dass bei 2,7 Volt Zellenspannung kaum mehr als 0,5 mA garantiert sind. Wäre interessant zu wissen, wie das EV Power macht bei den CBM400 Modulen. Diese sind bidirektional, können 50 mA und haben 0,75 Ohm Innenwiderstand pro Modul, bei 3 mA Stromverbrauch. Da liegt die Messlatte sehr hoch. Ciao LFPfan Hallo LFPfan, R10 passt nicht der ist ja auch in der Simulation nur 2,2k - Flüchtigkeitsfehler (kein Einfluss aufs PCB). Ich habe mich auf 4 Optokoppler beschränkt wegen dem Schleifenwiderstand und der Höhe des Low-Pegel-Signals (das mußte vorerst sein - leider). Außerdem will Ich den Ruhestrombedarf so gering wie möglich halten - der liegt jetzt bei ca. 1,2mA und wird durch den Optokoppler dominiert. Der andere Weg mit einer extra Platine und Signalauswertungen mittels Komparatoren hätte zwar nur einen Bedarf im uA-Bereich - war mir aber viel zu aufwendig. Vielleicht finde ich ja noch eine Lösung für UVP und OVP getrennt (vielleicht mit 2 getrennten Loops) - mal sehen! Ja die CBM400 sind schon sehr gut - ich hätte auch nicht eine Alternative entwickelt, wenn das Problem mit der festen Defintion für UVP 2.5V und OVP 4V wäre. Danke für die Mitarbeit! Korrektur
ja, ganz Deiner Meinung. Allerdings stört mich die 2,5 V Schwelle weniger als die 4 Volt, derentwegen die CBM400 praktisch nur für die Winston Zellen geeignet sind. Deshalb bin ich ebenfalls auf der Suche nach einem Ersatz der EV Power Module. Dein Ansatz mit 3,8 V OVP ist ein guter Kompromiss. Insbesondere dann, wenn man eher zu niedrigen Ladespannungen tendiert und billigere Zellen verwenden möchte. Bei den 2,7 Volt UVP hat man jedoch eine Einschränkung bezüglich großer Ströme bei sehr niedrigen Temperaturen, und niedrigem SOC, trifft aber wohl eher selten zu. Wenn man bei 2,5 Volt abschaltet verbleiben allerdings nur noch etwa 0,25 Ah Restladung bis zur vollständigen Entladung auf 2,4 Volt. Somit gibt es kein allgemein gültiges Argument für die Wahl der UVP Schwelle. Es bleibt immer ein Kompromiss. Aber wem sage ich das....... Ciao LFPfan Hallo, die UVP/OVP-Schwelle wird über R1/R2/R3 bestimmt - Reference Output. 1.182V. Daraus ergeben sich die Werte!
Hallo Biker, da ich mich selbst an diversen Balancern mit mehr oder weniger Erfolg versucht habe, hier eine Frage: Wenn ich das richtig verstehe betreibst Du den LTC1440 als reinen Leveldetektor, ohne Hysterese. Damit wird das Schaltverhalten vom Innenwiderstand der Zelle bestimmt. Ist das so? Meine Erfahrung mit einer ähnlichen Schaltung war, dass sich, abhängig von der Kapazität der Zelle, ein sehr unterschiedliches Schaltverhalten ergab, teilweise unkontrolliert. Hast Du das schon mal mit realer Hardware getestet oder bisher nur simuliert? Ciao LFPfan Hallo,
Sogar real getestet, das funktioniert. Einzig die Wärmeentwicklung bei 1,7A ist doch sehr hoch. Da bin ich am überleden die Hochlastwiderstände (auch der MOSFET) als 10 Ohm auszuführen und auf 1A limitieren. Außerdem was auffällig war, die Einzelsicherungen in den Anschüssen mit 2A führen zu einem signifikanten Spannungsabfall! Hallo, es gibt wieder was zu berichten, die Optimierung für die Balancer ist nun gelaufen: Schaltplan: so sieht er jetzt aus (Photo folgt noch): hier das mit dem neuen programmierbaren Netzgerät ermittelte Diagramm (es wurden 3 Meßdurchläufe gemittelt): UVP/OVP mit Hysterese funktioniert super mit den Werten im Schaltbild (Meßwerte). Die MOSFET-Endstufe ist derzeit in Arbeit PCB in Iceberg-Technologie: Das PCB ist mittlerweile fertig und wartet auf die Bestückung: Moderation:Bitte nutze die Zitatfunktion, wenn Du Mitglieder zitieren willst - dies macht es den anderen Nutzern leichter, Deine Texte von den Zitatinhalten zu unterscheiden. Das unvollständige Zitat wurde entfernt. Hallo Biker, das ist ja wohl eine Punktlandung, Gratulation! Mich würde noch interessieren wie das PWM Signal des Balancerstromes in Timedomain aussieht? Gruß LFPfan Hallo, die Balancer werden nicht PWM sondern lienear geregelt, die dabei maximal entstehende Verlustleistung am MOSFET beträgt ca. 1W - das ist vertretbar. Durch das sanfte lineare Verhalten wird ein Schwingungsverhalten durch die nicht vorhandende Hysterese (der Balancersteuerung) ausgeschlossen! Die UVP/OVP-Detektierung ist mit Hysterese hinterlegt! Warum habe ich mich für diese Variante entschieden - da über einen Trimmer der Balancerstart "feinjustiert" werden kann wäre eine Hysteres hier sehr hinderlich! Hier noch das Diagramm mit einer linearen x-Achse:
Hallo Biker, ich war davon ausgegangen, dass Dein Balancer im On/Off Betrieb arbeiten sollte. Darauf deutet ja die Verwendung eines Komparators hin. Dabei hat mich die fehlende Hysterese irritiert. Jetzt beschreibst Du, dass der Komparator wie ein OpAmp analog betrieben wird, der durch die Gegenkopplung wohl stabil läuft. Ist zwar überraschend aber warum nicht...... Ich versuche mir vorzustellen, wie sich dabei der Innenwiderstand der Zelle nebst Anschluss auf die Kennlinie auswirken, ebenso, wie die Abhängigkeit des Balancerstromes von der Gate-Source Voltage Deines MOS-FET. Diese Parameter bestimmen ja Steigung und oberen Knickpumkt der Kennlinie. Ich schätze, dass eine deutliche Streuung der MOS-FET Parameter ebenso, wie der Innenwiderstand der Zellen, zu einer Streuung bei der Steigung der Balancer Kennlinie führt. Fazit: Ich vermisse bei der Balancer-Kennlinie eine klare Zuordnung der Steigung zu Schaltungskomponenten, mit denen man diese einstellen kann, oder habe ich da etwas übersehen? Ciao LFPfan |
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